Funktionsprincip for optiske sensorer Det grundlæggende kredsløb for en optisk sensor er vist i figur 2-2.1(a). LED'ens anode er forbundet til strømledningen VCC via modstand RE, og katoden er jordet. Fremadgående strøm IF strømmer gennem LED'en og udsender infrarødt lys, som ikke er synligt for øjet. Kollektoren af en fototransistor er forbundet til strømledningen VCC via modstand RL, og emitteren er jordet. Yderligere skal kollektoren forbindes til indgangsterminalen på en komparator eller IC på det næste trin. Lysemitterende og detekterende enheder er arrangeret som vist i figur 2-2.1(b). Når en lys cutoff-plade, det vil sige et mål, der skal detekteres, kommer mellem emitteren og detektoren, slukker fototransistoren, og potentialet ved solfangeren stiger. På den anden side, når den fjernes, tændes transistoren, og kollektorpotentialet falder. Med andre ord, eksistensen af et stof detekteres og omdannes til et elektrisk signal uden at komme i kontakt med det. Normalt er dette signal input til et efterfølgende signalbehandlingskredsløb i et næste trin for at styre forskellige perifere funktioner.
Figur 2-2.1 – Funktionsprincip for optisk sensor
Designprocedurer for optiske sensorkredsløb Indhent først værdierne for RE og RL. I figur 2-2.1(a), når fremadgående spændingsfald af en LED er VF, er strømmen IF, der strømmer til LED, givet af: (1) IF=(VCC-VF) / RE, og det er nødvendigt at opfylde (2) ) HVIS=HVIS (MAX) (Ta=TOPR (MAX)) Fra (1) og (2) er RE givet ved følgende formel: (3) HVIS=(VCC-VF) / HVIS (MAX) Som det kan være ses i figur 2-2.2, jo større IF er, jo mere optisk output IE vil blive produceret, og derfor er det nødvendigt at beregne IF (MIN) ved at tage fluktuationen af tilladt tab af IF og IE i betragtning efter at have besluttet RE. Korrekt værdi af RL: Opnå den øvre grænseværdi for RL I figur 2-2.1(b), når en lysafskæringsplade er indeni, strømmer fotoelektrisk strøm IL produceret af lysemission fra LED'en ikke til en fototransistor, men lækagefoto strøm IL' og mørk strøm, Id, flyder kun. Potentialet for solfangeren VOH på dette tidspunkt er: VOH=VCC – RL x (Id +IL') Det antages dog, at input/output strøm til/fra næste trin kan ses bort fra.
Figur 2-2.2
Da Id stiger hurtigt med stigning i omgivelsestemperaturen som vist i figur 2-1.5, forudsat at højniveauindgangsspændingen for det næste trin er VIH, er det nødvendigt at opfylde følgende: VIH< voh="" ved="" ta="Topr" (max)="" rl="(VCC" –="" vih)="" (id="" +="" il="" få="" derefter="" den="" nedre="" grænseværdi="" for="" rl.="" når="" lysafskæringspladen="" ikke="" er="" inde,="" modtages="" lys="" af="" fototransistoren="" og="" lysstrøm="" il="" og="" ovennævnte="" id="" +="" il'="" strømmer="" til="" fototransistoren.="" normalt,="" medmindre:="" il="Id" +="" il'="" bliver="" det="" vanskeligt="" at="" skelne="" tilstedeværelsen="" af="" en="" lysafskæringsplade="" set="" fra="" et="" synspunkt="" af="" s/n-forholdet,="" er="" kollektorpotentialet="" vol="" på="" dette="" tidspunkt="" (4)="" vol="VCC" –="" rl="" (il="" +="" id="" +="" il')="" forudsat="" at="" lavniveauindgangsspændingen="" til="" næste="" trin="" er="" vil'="" er="" det="" nødvendigt="" at="" opfylde="" (5)="" vil=""> VOL formler (4) og (5) skal være opfyldt selv ved den nedre grænseværdi af IL. Den nedre grænseværdi IL (MIN) er: IL (MIN) )=CTR (MIN) x Dt x DTa x Dn
Figur 2-1.5
Dt: CTR-nedbrydningsfaktor under drift (Fig. 2-1.7) DTa: CTR-temperaturvariation (Fig. 2-1.6) Dn: CTR-variation fra støv og snavs Fra formlerne (4) og (5), RL=(VCC – VIL ) / (IL(MIN) + Id + IL') Jo mindre RL er, jo kortere bliver omskiftningstiden. SÅDAN FÅR MAN KOBLINGSKARAKTERISTIKA FOR LYSEMITTENDE OG MODTAGENDE ENHEDER I det følgende beregnes koblingskarakteristika for lysemitterende og detekterende enheder som det oprindelige design for at se, om de er anvendelige. Derefter præsenteres som det andet trin en metode til at kontrollere den faktiske drift osv.. Indledende design Koblingskarakteristika for et repræsentativt produkt er vist i figur 2-4.1 ~ 2-4.3. Sådanne karakteristiske diagrammer som disse er noget forskellige afhængigt af kombinationen af lysemitterende og detekterende enheder. Generelt, når d> 1 cm eller mere i den følgende beregningsmetode, kan disse karakteristika opnås nogenlunde uden at undersøge dem individuelt.
(venstre)Figur 2-4.1 – Koblingskarakteristika for TLN108 og TPS601A (højre)Figur 2-4.2 – Koblingskarakteristika for TLN105B og TPS703
Figur 2-4.3 – Koblingskarakteristika for TLN107A og TPS608A
Aflæs først strålingsintensiteten IE (MIN) for en lysemitterende enhed og lysstrøm IL (MIN) for en lysdetekteringsenhed i henhold til betingelserne vist i databladet. Da strålingsintensitet IE (mW/sr) svarer til strålingsincidens EO (mW/cm2) udstrålet på et område på 1 cm2 i en afstand på 1 cm, opnås den opnåelige strålingsindfaldende E (faktisk) i en afstand d cm ved hjælp af følgende formel: E (Faktisk) ~ IE/d2 (mW/cm2) Hvis det antages, at strålingsincidensen af en lysdetekteringsenhed ved lysdetekteringsfølsomhedsforholdene er E lysstrøm IL (faktisk) i koblet tilstand, opnås som følger: IL (faktisk)=IL x(E (faktisk) / E) Når den modtagne lysstrøm er meget lille, og det er vanskeligt at designe det sidste trins kredsløb, skal du øge den lysemitterende enheds DC fremadstrøm IF eller øge strålingsintensiteten IE (mW/sr ) ved puls fremadstrøm. Foretag som eksempel en undersøgelse under følgende forhold: Emitter: IE(MIN)=1 mW/sr ved IF=20 mA Detektor: IL(MIN)=20 μA ved E=0,1 mW/cm2, VCE=3V Afstand mellem emitter og Detektor: d=1,5 cm E (faktisk) (MIN)=IE / d2=1 x (1/1,52)=0,44 mW/cm2 (MIN) IL (faktisk) (MIN) ~ (E (faktisk) / E) x IL (MIN)=(0,44 / 0,1) x 20 μA=88 μA Da IL (faktisk) (MIN) er 88 μA, er det ikke muligt at køre TTL direkte, men en C-MOS IC kan tilsluttes. Så, mens belastningen på en lysmodtagende enhed bestemmes i henhold til forsyningsspændingen, afhænger dens omskiftningshastighed stærkt af belastningsværdien, og det er nødvendigt at kontrollere det på forhånd. Anvendelseskredsløb for fotosensorer Anvendelseskredsløb for infrarøde lysdioder Da strømudgangen Po fra en infrarød enhed afhænger af LED-forlænsstrømmen, IF, kan udgangens On-Off-status adresseres gennem kontrol af fremstrøm. Her forklares repræsentative belysningsmetoder som DC-belysning osv. og forholdsregler for design. Vist i fig. 3-1.1 er det grundlæggende kredsløb for belysning, når der bruges jævnstrøm. IF i dette tilfælde er udtrykt ved følgende formel: IF=(VCC – VF) / R VCC : Forsyningsspænding VF : Fremadspænding af LED IF : Fremstrøm, der flyder til LED PHO Lighting Circuit DC
(Venstre til højre) Figur 3-1.1 – DC-drevenhed Figur 3-1.2 – Konstantstrøm-drivkredsløb Figur 3-1.3 – Multi-LED-drevkredsløb
Vist i fig. 3-1.2 er et kredsløb, der dækker variationerne af VF af en LED med transistor. IF i dette kredsløb er udtrykt ved følgende formel: IF=(VB – VBE) / R3 VB : Basisspænding VBE : Basis til emitterspænding R3 : Emittermodstand Yderligere er det muligt at reducere temperaturafhængigheden af output ved korrekt indstilling VBE og VB i dette kredsløb. Når udgangseffekten er utilstrækkelig, eller den lysmodtagende enhed er placeret for langt væk, er det muligt at fuldføre kredsløbet gennem en serie- eller parallelforbindelse som vist i fig. 3-1.3. I dette tilfælde er IF=(VCC – nVF) / R (serieforbindelse) IF=(VCC – VF) / R (parallelforbindelse) AC-kørsel Vist i Fig. 3-1.4 er de grundlæggende kredsløb for næsten halvbølge AC-belysning . Generelt er der to kørselsmetoder. Begge bruger en beskyttelsesdiode til at beskytte LED'en mod omvendt spænding. I (a) er denne beskyttelsesdiode af typen omvendt spænding svarende til forsyningsspændingen VCC, og i (b) skal omvendt spænding af beskyttelsesdioden være omkring det dobbelte af fremadspændingen af en infrarød LED.
I ovenstående kredsløb anvendes en konstant R, der er egnet til den nominelle spænding, i henhold til forsyningsspændingen VCC. Yderligere er R valgt således, at den er begrænset til en nominel værdi af fremadstrøm IF af en infrarød LED på et punkt, hvor forsyningsspændingen, VCC, bliver maksimal.
Figur 3-1.4 – AC-drevkredsløb
Pulsdrift Mange fordele kan opnås, når det optiske signal ændres til pulsmoduleret lys. Følgende tages i betragtning: Når arbejdsforholdet for et pulsmoduleret signal er lille, øges det øjeblikkelige lysoutput fra en lysemitterende enhed, det optiske signal skelnes fra omgivende lys, og S/N-forholdet forbedres. Når et batteri bruges som strømkilde, kan en enheds strømforbrug reduceres, og derfor forlænges batteriets levetid. RC-kobling med næste trin i den lysmodtagende sektion bliver mulig, og virkningerne af mørkestrømstigninger som følge af en temperaturstigning kan undgås. Dette impulsdrivsystem er designet i kombination med TTL eller C-MOS og Tr osv. I kredsløbet vist i fig. 3-1.5 er det nødvendigt at være opmærksom på de elektriske egenskaber af IOL af en TTL eller C-MOS enhed da alt for store strømme ikke kan påføres for at tilfredsstille IF< iol.="" for="" at="" påføre="" en="" højere="" strøm="" er="" det="" nødvendigt="" at="" bruge="" en="" buffer="" ic="" med="" en="" høj="" udgangsstrømkapacitet="" som="" vist="" i="" fig.="" 3-1.6="" eller="" at="" installere="" en="" transistor="" eksternt.="" iol="" og="" vol="" karakteristiske="" for="" ttl,="" c-mos="" og="" buffer="" ic="" er="" vist="" til="">
Figur 3-1.5
Anvendelseskredsløb for fototransistorer Basiskredsløb Et basiskredsløb for en fototransistor er vist i Fig. 3-2.1 Belastningsmodstand RL vælges ved at tage hensyn til fototransistorens mørkestrøms temperaturkarakteristik. Hvis RL er for stor, kan en fototransistor kun tændes af mørk strøm ved høj temperatur. For eksempel, når fototransistor TPS601A betjenes ved Ta=100°C, kan mørk strøm blive omkring 100 μA. Når RL er indstillet til 50 kW ved VCC=5V, bliver TPS601A fuldstændig slået til ON-tilstand ved stigningen i mørkestrøm.
Figur 3-2.1 – Grundkredsløb for fototransistor
Forspændingskredsløb for fototransistor med basisterminal Effekterne af en base-til-emitter-modstand RBE på mørk strøm såvel som lysstrøm er vist i fig. 3-2.2 (a) og (b). Normalt er mørkestrømmen i en fototransistor så lille som adskillige nA ved normal temperatur, og det er muligt at reducere mørkestrømmen yderligere ved at indsætte en modstand RBE mellem basen og emitteren for at omgå lækstrøm gennem kollektoren til basisforbindelsespunktet. Hvis RBE gøres for lille, reduceres den tilsyneladende hFE af en fototransistor, og den nødvendige lysstrøm IL kan ikke opnås, derfor er en RBE på mere end 1 MW passende.
Figur 3-2.2 (a) – Fald i mørkestrøm med RBE / Figur 3-2.2 (b) – Ændring af lysstrøm med RBE
Yderligere er det muligt at indstille driftspunktet for en fototransistor på et korrekt niveau ved at bruge basisterminalen. Lineariteten af belysnings-lysstrømkarakteristika i dette tilfælde er blevet forbedret betydeligt sammenlignet med tilfældet, hvor basisforspændingsstrømmen er nul. Derudover er der en forspændingsmetode af bleeder-typen vist i figur 3-2.4, som eksperimentelt forbedrer den termiske stabilitet ved DC-driftspunktet, 2 ~ 10 MW anses for at være passende for en værdi af RB. Dette er for at påføre næsten al lysstrøm IL af en fotodiode ved kollektor- og basisforbindelsespunkterne til bunden af en fototransistor ved at hæve impedansen ved basen.
Figur 3-2.4 (b) – Bleeder type bias-metode
Temperaturkompenserende kredsløb Lysstrømmen IL og mørkestrømmen Id for en fototransistor har en positiv temperaturkoefficient. Især mørkestrøm stiger eksponentielt som vist i de enkelte tekniske datablade. For at opnå stabil drift ved omgivende temperaturer på 50 ~ 60°C bliver temperaturkompensation for mørk strøm og fotoelektrisk strøm af en fototransistor derfor nødvendig. Kredsløbet vist i figur 3-2.5 bruger en negativ temperaturkoefficient, der bibeholdes af en diodes fremadspænding VF. Når en fototransistor uden baseterminal anvendes, vil en metode til at kompensere for udgangsspænding være at reducere fototransistorens belastningsmodstand ved at bruge en termistor som vist i fig. 3-2.6.
Figur 3-2.5 – Temperaturkompensationskredsløb ved hjælp af modstandsdiode
Figur 3-2.6 – Temperaturkompensationskredsløb ved hjælp af termister
Grundlæggende forstærkerkredsløb vist i fig. 3-2.7 (a) er en Darlington-forbindelse, der bruger en NPN-transistor, og fig. 3-2.7 (b) er en Darlington-forbindelse, der anvender en PNP-transistor. I begge kredsløb øges lysstrømmen med hFE gange, og udgangsstrømmen IC bliver til hFE. IL
Figur 3-2.7 – Forstærkerkredsløb til fototransistor
Fig. 3-2.8 viser eksempler på grundlæggende kredsløb, der anvender forstærkning med en operationsforstærker.
Figur 3-2.8 – Forstærkerkredsløb med driftstermister
Forbedring af omskiftningshastighed Når spændingsforstærkningen hæves ved at øge belastningsimpedansen, da lysstrømmen i en fototransistor er lille, kan omskiftningshastighedskarakteristikken ofres som en omvendt effekt. Som et middel er der metoder til at opnå koblingshastighedskarakteristika, som er relativt uafhængige af størrelsen af belastningen ved at konvertere impedans gennem PNP-transistorbaserede kredsløb (fig. 3-2.9 (a)) eller kaskadeforbindelse af NPN-transistor (fig. 3- 2.9 (b)). Testmetoder er anvendelige til et højhastigheds pulsmoduleret lysdetektionskredsløb til en fotoelektrisk kontakt/højhastighedsbåndlæser.
Figur 3-2.9 – Eksempler på forbedring af frekvenskarakteristika
Analog brug Fototransistorer giver højere følsomhed end fotodioder, da de er udstyret med en forstærkningsfunktion internt; følsomheden svinger imidlertid betydeligt afhængigt af forskellen i amplifikationsfaktorer. Derfor er det nødvendigt enten at bruge en variabel modstand til at korrigere følsomheden eller købe et produkt, som er forudvalgt til en specifik følsomhedsvurdering.
Figur 3-2.14
I fig. 3-2.14 (a) er vist et kredsløb, der styrer strømmen af en transistorforstærker. Kollektorstrømmen af en fototransistor styrer bunden af næste trins transistor, hvis emitter er jordet. Udsving i fototransistorens følsomhed styres af feedbackmodstand RE i emitterkredsløbet. I fig. 3-2.14 (b) er vist et kredsløb, der styrer spændingen af en transistorforstærker. Kollektorstrømmen af en fototransistor genererer en spænding til styring af en transistor i det sidste trin ved hjælp af en variabel modstand. En transistor er en følger, og fluktuationer mellem individuelle fototransistorer korrigeres af en variabel modstand RA. Derfor ændres fototransistorens koblingstid af RA. Anvendelseskredsløb af fotodioder I kombination med infrarøde lysdioder bruges fotodioder på to måder; digitalt for at detektere eksistensen af lys og analog for at detektere mængden af lys. Digital brug Da responshastigheden er høj, er fotodioder velegnede til højhastighedsskift. På den anden side, da lysstrømmen er lille, er det dog nødvendigt at bruge en FET med høj indgangsimpedans som vist i fig. 3-3.1 (a) eller et kredsløb med høj forstærkning som vist i fig. 3-3.1 ( b). For at hæve forstærkningen bruges en operationsforstærker. Når højhastighedsrespons er påkrævet, er det nødvendigt at vælge en forstærker til passende højhastighedsapplikationer.
Figur 3-3.1 – Forstærkerkredsløb for phorodiode (digitalt brug)
Analog brug Belysningsstyrke og fotoelektriske strømkarakteristika for fotodioder er mere tæt på lineære end fototransistorers og fotodioders egenskaber kan siges at være et produkt, der let kan bruges i analoge applikationer. Til denne type brug er der lineær forstærkning og logaritmisk forstærkning.
Figur 3-3.2 – Forstærkerkredsløb af fotodiode (analog brug)
Anvendelseskredsløb af reflekterende fotosensorer Den reflekterende type fotosensor fås i to typer; fokustype og ikke-fokustype. Den korrekte type bør vælges baseret på applikationen. Som det kan ses ud fra de respektive grundlæggende detekteringspositionskarakteristika vist i fig. 3-5.1 og 3-5.2 er den sort-hvide grænsefladepositionsdetekteringskarakteristik for fokustypen skarpere end den for ikke-fokus-typen. Derfor er fokustypen overlegen i forhold til ikke-fokustypen til stregkodedetektionsapplikationer. Den lille ikke-fokustype er dog effektiv til detektering af objekter.
Figur 3-5.1 – Eksempel på positionskarakteristik for registrering af ikke-fokustype
Figur 3-5 – Grundlæggende registreringskredsløb for fotosensor af refleksionstype
Da det er nødvendigt for reflektionstypen af fotosensoren digitalt at udsende eksistensen af et detekteret objekt, er et komparatorkredsløb tilsluttet ved næste udgangstrin for reflektionstypens fotosensor som vist i fig. 3.5-4.
Figur 3-5.4 Tilslutningskredsløb for fotosensor af reflektionstype med komparator
Anvendelsesdesign af reflektionstype fotosensor er vanskeligere end transmissionstype fotosensor, fordi:
Refleksionsfaktorer for reflekterende stoffer er forskellige fra hinanden
Afstande mellem reflekterende stoffer er let kontrollerbare
Både lysemitterende og detekterende overflader er på samme plan og er modtagelige for virkningerne af eksternt lys, og lækstrømmen stiger.
Derfor kan det siges, at det er bedre at designe en fotosensor af transmissionstype, hvis det er muligt.
